变电站数据采集系统设计

2024-07-16 来源：赴品旅游

变电站数据采集系统设计

院（系）电子信息学院专业电气工程及其自动化班级 10803
学生姓名赵文浩指导教师/职称唐桃波
1. 毕业论文(设计)题目：
变电站数据采集系统设计

2.毕业论文(设计)起止时间：年月日～年月日3．毕业论文(设计)所需资料及原始数据（指导教师选定部分）

4．毕业论文(设计)应完成的主要内容
使用计算机，DSP，数模转换器，CPLD等设计一个数据采集系统，能够快速测量出谐

波，频率，有功无功，电压电流。

5．毕业论文(设计)的目标及具体要求

至少测量12次谐波，可接入16路PT/CT信号

6、完成毕业论文(设计)所需的条件及上机时数要求计算机一台，相关书籍资料，相关器件

任务书批准日期 年月 日教研室(系)主任(签字)

任务书下达日期 年月 日指导教师(签字)

完成任务日期 年月 日学生（签名）

长江大学
毕业设计(论文)开题报告

题目名称变电站数据采集系统设计

题目类别毕业设计

院（系）电子信息学院
专业班级电气10803

辅导教师__________ 唐桃波________________

开题报告日期 2012年3月9日

一、题目来源

针对电力系统变电站的可靠运行，尤其是无人值守变电站的远程监控问题

二、研究目的和意义

随着我国电力事业的快速发展，电力系统对发、输、配、用电量的采集也有了

更高的要求。电量采集作为电力系统实时控制、监测、调度自动化的前提环节，毫无

疑问具有重要的作用。

三、阅读的主要参考文献及资料名称

[1]康华光《电子技术基础数字部分》高等教育出版社 . 2006.1

[2]李英顺《现代检测技术》中国水利水电出版社 2009

[3]张洪润《传感技术和应用教程》清华大学出版社 2009

[4]孙德文《微型计算机技术》高等教育出版社 2001.1

[5]张洪润《电子线路也电子技术》清华大学出版社 2005.4

四、现状和发展趋势与研究的主攻方向

数据采集系统广泛应用在科研、教育、工业、水利、医疗、物流等各行各业，形

现实意义。
式多样，种类繁多。数据采集系统的应用与发展对我国的现代化建设有着非常重要的

控等国内外一些产品，该实现方法通常适用于规模较复杂的采样控制场合。对于一般

的场合通常用功能比较单一的仪器设备，即时采集显示，再通过经验去分析。采用板

卡方式的数据采集系统不仅安装麻烦、易受机箱内环境的干扰，而且容易受计算机插

槽数量和地址、中断资源的限制等。这些采集系统，一般结构比较复杂，成本较高。

在其它一些领域，如办公自动化方面，随着当前计算机和网络技术的发展，国内

信息化水平的迅速提高，电子政务、电子商务的逐步推广，通过信息技术对原有业务

的改造，政府、企业大多数都实现了“无纸化”办公流转。但多数的信息应用中，并

不完全涵盖工作全部环节，许多文档还是以纸质文档的形式存在，例如考试中的机读

卡、人口普查表、彩票投注单、选票、定货单等。将这些信息录入计算机是一件非常

繁琐的事情。如果通过键盘手工输入，不但费时费力且容易出错。在实时性要求较高

的场合如选举中的统计选票自动、快速、准确地处理文档显得尤为重要。因此，对这

些文档进行计算机自动录入具有重要的实现意义。目前在国内外有多种信息录入设备，如高速图象扫描设备，机读一卡设备等。这些产品的发展较为成熟，产品形式多样，能快速准确的完成对信息数据的录入。但这些产品也有各自的缺点，如产品结构复杂，价格高昂等。

随着我国电力事业的快速发展，电力系统对发、输、配、用电量的采集也有了更高的要求。电量采集作为电力系统实时控制、监测、调度自动化的前提环节，毫无疑问具有重要的作用。但在电量采集过程中，由于存在谐波等干扰因素，因此如何准确、快速地采集电力系统中的各个模拟量一直是电力系统研究中的热点。

根据采样信号的不同，采样可分为直流采样和交流采样两大类。直流采样算法简单、便于滤波，但维护复杂、延时较长、无法实现实时信号采集，因而在电力系统中的应用越来越受到限制。交流采样实时性好、相位失真小、投资少、便于维护，其缺点是算法复杂、对A/D转换速度和CPU,处理速度的要求较高。

得到了广泛的应用，DSP理论和技术已成为领域的核心技术。由于DSP芯片既具有高
我国自20世纪80年代引进数字信号处理器以来，数字信号处理器己在各个领域

前最有影响、最为成功的数字信号处理器。现在的高速数据采集处理一般采用高性能数字信号处理器和高速总线技术的框架结构。

五、主要研究内容、需重点研究的关键问题及解决思路1、主要研究内容
功能模块，明确系统工作流程及各模块的功能确定数字化变电站的系统架构图、
并分析数字化变电站的系统架构，论证其可行性，完成智能采集装置的软硬件设计。运用硬件电路设计和软件实现的功能,以实现对变电站的各种模拟量进行高速实时的数据采集,最终大大提高了变电站综合自动化系统的整体性能。

2、重点研究的关键问题

a) 谐波采样算法问题

b)DSP 硬件连接问题

c)系统软件设计问题

d)系统原理图，相应的软件实现流程图和相关的实现软件

3、解决思路

3.1工作原理

由于交流信号是一种近似周期正弦信号，基于变换的数字化分析方法具有较强的应用偷值。利用基于FFT的数字式测试仪可以准确的测量三相不平衡度，采样数据经过FFT变换除去各次谐波后，求得基波的幅值和相位。利用对称分量法求得电压、电流的正序、负序和零序分量的幅值、相位和不平衡度。考虑到各种变换的特点，对诸如谐波、问谐波、波形下陷及噪声等以波形畸变为特征的稳态电能质量问题，多采用傅立叶变换及其改进算法；对于脉冲、谐振及电压突变等暂态信号的分析，多采用可以进行时频分析的小波变换。化的时刻，还能区分不同的电能质量扰动。改进的STFT(Short—time 利用Mallat算法不仅能够准确检测到电压信号中尖锐变
代谱分析的思想。随着电能质量研究的逐步深入，今后的工作将是设计和开发基于变换的实用装置，从而进行电能质量的检测分析及扰动类型的正确识别。

六、完成毕业设计（论文）所需具备的工作条件

工作条件：电脑1台，相关书籍资料，相关器件。

计算机相关辅助软件
七、工作的主要阶段、进度与时间安排1，准备阶段 3.5—3.11
拟划毕业设计的整体方案并完成开题报告。

2，收集信息阶段 3.12—4.2查找相关资料并做好记录

3，设计阶段 4.3—5.2
分为硬件电路设计和程序设计两块，根据相关资料设计具体方案

4，调试阶段 5.3—5.17
按照设计方案进行设计调试并接受中期检查

5，完善阶段 5.18—6.2
检查，修改错误并优化设计

6，论文答辩阶段 6.3—6.10
八、指导教师审查意见

长江大学毕业论文(设计)指导教师评审意见

指导教师签名：评定成绩（百分制）：_______分

长江大学毕业论文(设计)评阅教师评语

学生姓名		专业班级
毕业论文(设计)题目
评阅教师	职称		评阅日期
评阅参考内容：毕业论文(设计)的研究内容、研究方法及研究结果，难度及工作量，质量和水平，存在的主要问题与不足。学生掌握基础和专业知识的情况，解决实际问题的能力，毕业论文(设计)是否完成规定任务，达到了学士学位论文的水平，是否同意参加答辩。
评语：












评阅教师签名：评定成绩（百分制）：_______分

长江大学毕业论文(设计)答辩记录及成绩评定

学生姓名		专业班级
毕业论文(设计)题目
答辩时间	年月日～时		答辩地点
一、答辩小组组成
答辩小组组长：
成员：

二、答辩记录摘要
答辩小组提问（分条摘要列举）					学生回答情况评判





三、答辩小组对学生答辩成绩的评定（百分制）：_______分


毕业论文(设计)最终成绩评定(依据指导教师评分、评阅教师评分、答辩小组评分和学校关于毕业论文(设计)评分的相关规定)				等级(五级制)：_______

答辩小组组长(签名) ：秘书(签名)：年月日

院(系)答辩委员会主任(签名)：院(系)(盖章

)

中外文摘要
变电站数据采集系统设计

学生：赵文浩，电子信息学院
指导教师：唐桃波，长江大学
[摘要]：随着数字化变电站的发展，以及近年来，随着社会和经济的发展，社会对电力的需求量与日俱增，电力供应局面日趋紧张。而且，由于非线性负荷的大量应用，导致在电力系统中产生大量的高次谐波，对电力系统造成了很大的危害。在这种情况，就需要对电力参数和谐波情况进行准确、实时地检测。本文介绍的这套电气参数交流采样系统是采用TMS320VC33型高速数字信号处理器(DSP)和两片16位高速A/D转换器ADS8364实现快速、精确地采集和计算各种电气参数。该系统还具有性能价格比高、维护方便的特点。

[关键词]：数字化变电站；数据采集；TMS320F2812;DSP

Designof data acquisition system for Substation

[Abstract]：Withthe development of digital substation, as well as in

recent years, with the development of society and economy, the social

demand for electric power grow with each passing day, power supply

tensions. But, due to the non-linear load of a large number of

applications, resulting in power system produced a large number of

harmonicson the power system, causing great harm. In this situation, the

need for electric parameters and harmonic were accurate, real-time

detection. This paper describes the set of electrical parameters of AC

sampling system is the use of TMS320VC33type high speed digital signal

processor( DSP ) and two pieces of16bit high speed A/D converter ADS8364

fast, accurate acquisition and calculation of various electrical
parameters. The system has the high performance price ratio, convenient maintenance.

第一章绪论

1.1变电站电力参数检测的重要意义

目前，随着技术进步，电力系统新投运的220kV及以下变电站试运行24时正常后即按无人值班模式运行。无人值班变电站是变电站一种先进的运行管理模式。

它是指借助微机远动等自动化技术，值班人员在远方获取相关信息，并对变电站的设备运行进行控制和管理。远处值班人员需要获得及时准确的相关信息，才能正常安全的采取相应的措施控制和管理变电站，这就需要更快更精确的设备系统。

而众所周知，在工业生产和日常生活中，电力对社会和个人有着密切的关系和重要的意义，因为电流、电压过低过高，及设备寿命，严重的还会危及人身安全；均能

因数和频率等电力参数的准确、监控可以及时掌握供电线路和设备运行影响各种电器设备的正常使用功效并且，对电压、电流、有功功率、无功功率、功率

状态，及时发现电网中的故障或隐患，进而采取合理和有效的措施，保证电力系统及

电气化铁道等行业，整流设备和电弧炉等的大量应用，导致在电力系统中产生大量的谐波，进而引起电压、电流波形发生畸变，电力谐波不仅会严重危害供用电设备和电气仪表，使供电质量不断下降，影响计量设备的测量控制，不能准确地反映电力系统运行的情况，损害用户的利益，也会对电力系统本身造成不良的影响和危害。在很长一段时间来我们还没有一套完整的指标来衡量电能质量，通常关心的是电力供应量方面，较少关心电能质量和谐波情况，并且现有的一些检测器件还依赖于有百年历史的动圈式仪表和交流互感器之类的电工仪表，这些仪表只能显示电力参数的有效值和模拟值，误差大，精度低，不能满足实际测量的要求，有些也仅考虑了测量基波分量的情况，较少考虑对谐波的测量，那么电力参数的实时准确的测量成了必须要解决的问题。

从以上研究可见，研制一种多功能的电力参数检测装置对于变电站的远距离监控具有非常重要的意义，它不但要能对如电压、电流、功率、功率因数和频率等重要的从而使远处值电力参数进行实时检测，还要对电力系统中的高次谐波进行实时分析，

班人员采取进一步的措施，减少谐波污染，保证电能质量，保证电力系统安全、可靠、经济地运行。

1．2数字信号处理器（DSP）在电能检测中的应用

随着电力电子技术的发展，整流器、变频器以及电弧炉等各种非线性负载在工农业生产和输用电设备中得到了广泛应用。这些负载的非线性、冲击性和不平衡性使电网的供电质量日趋恶化，造成诸多的稳态、暂态电能质量问题，如表l所示。据美国电力科学研究院JaneClemmensen粗略估计，认为在美国当今因电能质量每年造成的损失高达260亿美元。关于电能质量问题已引起世界各国的高度重视，我国也相继提出了针对电能质量的五大指标：供电电压允许偏、电压波动和闪变、公用电网谐波、三相电压允许的不平衡度和电力系统允许的频率偏差，并积极进行提高电能质量的研

的检测技术，由于时间窗太长，仅测有效值已经不能反应实际的电能质量问题，急需
究。目前电能质量的检测仅限于持续性和稳定性指标的检测。传统的基于有效值理论

应用偷值。利用基于FFT的数字式测试仪可以准确的测量三相不平衡度，采样数据经过FFT变换除去各次谐波后，求得基波的幅值和相位。利用对称分量法求得电压、电流的正序、负序和零序分量的幅值、相位和不平衡度。考虑到各种变换的特点，对诸如谐波、问谐波、波形下陷及噪声等以波形畸变为特征的稳态电能质量问题，多采用傅立叶变换及其改进算法；对于脉冲、谐振及电压突变等暂态信号的分析，多采用可以进行时频分析的小波变换。利用Mallat算法不仅能够准确检测到电压信号中尖锐变化的时刻，还能区分不同的电能质量扰动。改进的STFT(Short—time
FourierTransform)算法也能实现对电能质量的评估，其思想是先用宽窗对测量数据进行快速浏览，检测到扰动以后再用窄窗对扰动进行聚焦，结合扰动的定义，可以对电能质量问题进行评估分类。此外，为了提高待测电压、电流的信噪比，可以利用现代谱分析的思想。随着电能质量研究的逐步深入，
今后的工作将是设计和开发基于变换的实用装置，从而进行电能质量的检测分析及扰动类型的正确识别。

表I 电能质量一览表

类型	扰动性质	特征指标	产生原因	后果	解决方法
谐波	稳态	谐波频谱电压电流波形	非线性负载固态开关负载	设备过热、继电保护误动、设备绝缘破坏	有源滤波无源滤波
三相不对称	稳态	不平衡因子	不对称负载	设备过热、继电保护误动、通信干扰	静止无功补偿
陷波	稳态	持续时间幅淘	调速驱动器豆	计数器计时网通信干扰错误	电容器隔离电感器
电压闪变w	稳态 ww	波动幅值.ta	电弧炉od	伺服电机运ocs	静止无功补 .co
谐振暂态	稳态	波形峰值持续时间	线路、负载、电容器的切投	设备绝缘破坏、损坏电力电子设备	滤波器隔离变压器避雷器
脉冲暂态	稳态	上升时间、峰值、持续时间	闪电电击线路感性电路开合	设备绝缘破坏	避雷器
电压瞬升瞬降	稳态	幅值持续时间瞬时值时间	远端发生故障电机起动	设备停运、敏感负载不能正常运行	不间断电源动态电压恢复器
噪声	稳态暂态	幅值、频谱	不正常接地	微处理器控制设备不能正常运行	正确接地滤波器

1．3电力参数检测的发展及现状情况

在电力工业发展初期曾用电解化学原理进行参数测量，1890年，发明了感应式电磁原理电能表，沿用至今。早期的电力参数检测大都采用的是模拟电子技术，测量装置的体积庞大、功能单一、自动化度较低和数据测量精度不高，难以进行谐波分析，不具备综合分析和判断功能，一般也不具备异常报警功能。不能及时发现电力系统中的异常现象，并且依赖运行人员定时巡回手工抄表来记录电耗情况，工作强度大，效率低。

50年代出现数字式仪表，电力参数测量进入一个新的阶段：数字式仪表采用数字电路进行信息的数字化处理，与早期的模拟仪表相比，可以得比较高的精确度，灵敏度提高，价格低，但整体应用范围较窄，功能比较单调，移植性较差，难以适合高速实时信号处理。

电力系统的测量、监控技术得到了快速发展，精度和实时性有了很大的提高。但是电力系统对检测装置的实时性，计算能力及大数据量运算速度等各方面要求的不断提高
随着电子技术和微机技术的飞速发展，微机广泛地应用于电力系统测量中，使得

统测量精度和准确度越来越不能满足日益提高的性能要求。DSP技术的高速发展为电，

力参数测试技术带来了新的变革，特别是在电力系统电压和电流的高次谐波的测量和分析中，DSP以其运算速度快、精度高、显著的计算能力与实时性、数据输入输出能力强等特点而被广泛应用，并且采用DSP开发的测量装置体积小，集成度高t随着DSP芯片的性价比不断提高，开发工具越来越完善，DSP的应用成为目前电力参数测试开发的最新趋势，在电力参数测量领域大有取代单片机的趋势。

我国对电力参数的研究和开发起步较晚，测量仪器整体测量水平较低，存在着实；目前国内还在使用一些模拟式和数字式测量时性不强，检测指标少，效率低等局面
仪表，虽然一些专门的测量装置已经在一些部门投入使用，但是多数是一些功能比较单一的测试仪和分析仪，多功能、精度高的测量装置在市场上比较少见
；近年来．我国的不少厂家通过借鉴国外的测量仪器以及通过与外国公司的合作，不断研制和推出了各种系列的高性能测量仪器。如杭州远方仪器有限公司的PF9800系列测量仪器，兰

州胜利仪器公司的智能型电力参数采集测控仪表系列，青岛青智仪器公司的电参量测试仪表等。这些测量仪器其性能比较先进，功能也比较齐全，可以测量有效值、功率和谐波、闪变和三相不平衡度等所有参数，具有RS．232、RS--485等通讯方式，显示方式美观大方，可以实时显示数值、波形、频谱图等：虽然在技术上看，我国的测量但在一些性能指标、
可靠性和智能化程度方面与国外的同类产仪器有了不少的进步，品还有一定的差距。

国外对电力参数的研究和开发起步较早，早在70年代就出现了可以测量多个电力参数的多功能测量仪表；80年代，随着当前的电子技术的发展，测量仪器已经进入智；90年代来，计算机技术、微电子技术、控制技术特别网络通讯技术的发展能化时代
，
使得测量装置得到空前发展；国外各大公司把这些技术应用于测量装置上。研制推出了众多在世界范围内处于领先的测量仪器，如美国Fluke公司推出的F43B电能质量分析仪，瑞典UNIPOWER公司的UP系列电能质量测量仪等，可实时检测电力系统中的所有参数，计算高达51次的谐波，可以捕捉电压瞬变和骤升骤降及浪涌电流的显示，具有强大的网络功能，还具有全中文操作软件，显示方式多样，硬件全电子化等特点。随着各种性能要求的提高，测量仪器将在使用微机技术的基础上，融合计算机控

流、功率因数、频率、无功功率、视在功率、谐波及其他电力参数值的测量，而且可

以进行多条记录存储、可与计算机进行数据交换、可进行远程实时测量等。

当前，电力参数检测仪器正朝着以下方向发展：
1、体积小型化、功能多样化、功耗减小，维持电流降低化、采用新器件更高可靠性、显示方式普遍更新。

2、实现网络化智能、在线监测。随着传感器技术、计算机技术、信息技术等发展，系统监测技术广泛采用这些先进的科研成果，使在线监测逐步走向实用化阶段；监测装置可作为接入访问平台进入网络，可以实现设备资源和数据资源共享及远程操作。

3、虚拟化。虚拟仪器是建立在标准化、系列化、模块化、积木化的硬件和软件平台上的完全开发的系统，结合电力系统的应用，开发应用虚拟仪器技术建立的高速、高效、大容量、多功能、智能化的实时监测系统。

1．4电力参数及谐波测量方法研究

1．4．1电力参数测量算法
在有效值的测量上有均方根法、正弦模型法、非正弦模型法。其中正弦模型法又有导数算法、最小二乘滤波算法等，非正弦模型法有傅立叶算法、均方根积分法等。在含有谐波电流情况下，非正弦模型法比正弦模型法误差小。在功率测量上有瞬时无功功率理论方法。

1．4．2谐波测量方法
l、采用模拟滤波器的谐波测量
早期采用模拟滤波器来实现谐波测量。该方法的优点是电路结构简单，造价低，输出阻抗低，品质因数易于控制，缺点是滤波器中心频率对元件参数十分敏感，受外界环境影响较大，难以获得理想的幅频和相频特性，检测精度不高，运行损耗大。

2、基于瞬时无功功率的谐波测量

谐波电流的检测方法制电路的谐波值，ip--iq法适用范围更广，不仅在电网电压畸变时适用，在电网电压：p--q法和ip--iq。这两种方法都能准确地测量对称的三相三线
1984年，日本学者H．Akagi等提出瞬时无功功率理论，并在此基础上提出了两种

不对称分量及高次谐波分量)的测量电路比较简单，并且延时小，虽然被测电流中谐

波构成和采用滤波器的不同会产生不同的延时，但延时最多不超过一个电源周期。该方法还具有很好的实时性，缺点是硬件多，花费大，瞬时无功功率理论解决了谐波和无功功率的瞬时检测及不用储能元件实现谐波和无功补偿等问题，对治理谐波和研发无功补偿装置等起到了很大的推动作用。

3、基于神经网络的谐波测量
人工神经网络(ANN)的兴起给电力谐波测量提供了新的研究途径。ANN是由一些称之为神经元的基本单元按一定规则互联而成的自适应系统，它具有人脑神经网络的一些基本特征，诸如信息的分布式存储和大规模并行处理、自适应和自学习能力等功能。由于这些特征，对ANN应用于信号处理、模式识别、图象处理、人工智能和优化计预测与管理等方面已有很多研究。神经网络应用于电力系统谐波测量尚属起步阶算、
段。

4、基于傅立叶变换的谐波测量
基于傅立叶变换的谐波测量是当今应用最多也是最广泛的一种方法。使用该方法测量谐波，精度较高，算法快速，使用方便。其缺点是实时性不好，会产生频谱混叠效应和栅栏效应，使计算出的信号参数(即频率、幅值和相位)不准确。无法达到时域和频域的有机结合，难以适用于非平稳信号，时间信息利用不充分，任何信号冲突都会导致整个频带的频谱散碲1121。因此需要对FFT方法进行改进，以提商测量准确度和实时性。

5、基于小波分析方法的谐波测量
小波分析(WaveletAnalysis)是1986年以来由于Y．Meyer，S．Mallat及I．DaubechieS等的奠基工作而迅速发展起来的一门应用数学学科，也是当前数学家关注和研究的一个热点。它是傅立叶分析发展史上的一个里程碑。小波分析作为一种新型的时频分析工具，在时域、频域同时具有良好的局部化性质，使得它比傅立叶分析及短时傅立叶分析更为精确、可靠，使得具有奇异性、瞬间性的故障信号检测也变得更加准确。域都具有局部性的特点必将在电力系统中有广阔的应用前景。虽然小波变换应用在谐波测量方面尚处于初始阶段，但小波变换在频域和时

国际电工委员会（IEC）标准IEC61850对采样速率有明确的要求，由表2可知对220kV及以上电压等级输电系统的监测装置和仪表应达到M2级和M3级，交流采样的遥测装置每周期(0.02秒)采样点数分别要求大于80和240点。由单片机实现的交流采样遥测装置很难达到此要求，而DSP具有高速度、高精度、并行性、高集成度和高性能价格比等优点，非常适合应用于交流采样遥测装置。本文介绍的这套系统使用高速度CT,PT采样，采用快速傅立叶变换算法，计算高达15次谐波，完成功率、电度、功率因数、电压、电流、频率等的计算，具有高精度，高稳定性。其采样速率为12kHz,完全能达到IEC61850采样速率的要求。

表2 IEC 61850 对测量仪表的数据要求

数据类型	级别	精确度级和谐波	分辨度(幅值)／bit
				每秒采样次	每周期采样

计算各种电气参数。该系统还具有性能价格比高、维护方便的特点。

第二章变电站电力参数及谐波测量方法

2．1变电站电力参数测量内容及其计算原理

2．1．1变电站电力参数测量项目
1、交流电压、电流有效值的测量
在计算某一周期电压信号有效值时，

U		1	T0	u	2 dt	(2-1)
		T

式中u一一为t时刻的电压信号瞬时值u(t)；
T一一该电压信号波形的周期：
U一一交流电压信号有效值。

U 1  Nu V T
如果将式(2-1)离散化，以一个周期内有限个采样电压数字量来代替电压函数，则

式中 ——相邻两次采样的时间间隔；

——第m个时间间隔的电压信号采样瞬时值；N——一个周期的采样点数。

则：	若相邻两次采样的时间间隔都相等，为常数。因为
	N	T V T
	U			1	N  m1	u	2	(2-3)
				N			m

这就是根据一个周期内采样瞬时值及每周期采样点数计算电压信号有效值的公式。

同理，记im为第m个时间间隔采样得到的电流瞬时值，该电流有效值I为：



N


m1

(2-4)

2、平均功率T的计算



1N1

N

m1

u i

（2-5）

越高。
3、有功功率P、无功功率Q和视在功率S的测量正弦波情况下，有功功率为P=UI，，但是在电流、电压含有各种谐波的情况

下，此时的有功功率为



T0

uidt

。那么单相有功功率离散化后可得：



1N1

N m

0

u i

（2-6）

为三相电压、电流的瞬时采样值。

视在功率为:S=UI (2-7)

无功功率为：Q S2P2 (2-8)

对于三相功率:P总=PAPBPC (2-9)

Q总 QA QB QC (2-10)

4、功率因数的测量

由于前面已经测出了电压、电流的有效值，以及平均功率，故功率因数可表示为

：

cos	P
	UI	(2-11)

2．1．2谐波测量内容

式中U

--第n次谐波电压值；

--基波电压有效值。

2、谐波电流含有率HRIn

			HRIn=	HRInI	n		00%	(2-13)
式中	I	n		I	l
式中	I	n	--第n次谐波电流有效值;

--基波电流有效值。



3、谐波电压含量 U H（2-14）

4、谐波电流含量 IH In （2-15） 2

n2

	THDuU	H		100%
5、电压谐波总畸变率	U	l			（2-16）

	THDiI	H		100%
6、电流谐波总畸变率	I	l			（2-17）

2．2谐波分析

2．2．1谐波的定义

在电力系统中，人们总希望电网的稳态电压、电流是理想的正弦波，正弦电压可

以表示为：	x t ( )		U	2 sin(n )			2f		(2-18)
式中U--电压有效值；--初相角；					--角频率，				2/	T	；f--频率；T--周

期。

一个理想交流电源的电压波形应是单一恒定频率的于弦波，而实际电力系统，不

但频率会在一定范围内变动，而且波形不会发生畸变，可以分解为不同频率不同幅值

高次谐波。电网谐波源产生的谐波，既有仅含特征次的周期、稳态谐波，如具有固定

脉动数的整流、换流设备等产生的谐波，在工程实际中，还存在频率低于工频基波频
的正弦波。按照国际上的通行定义谐波就是指频率为基波频率整数倍的正弦波，亦称

况下，

期量或有衰减的周期量，对它按傅立叶级数展开也可获得相应的谐波量，故有时也称

为暂态谐波；还会有暂态时变、非周期、非整数次谐波产生，如电弧灯、感应炉、荧

光照明设备等产生的谐波。

目前电力系统谐波的测量一般基于这样的假设：波形是稳态和周期的；采样的周

波数是整数；只考虑频率是基频整数倍的谐波等。在电力系统中由于电源电压非正弦

或由于电网器件非线性而产生的非正弦电流和电压，一般具有周期特性(或近似认为

是服从周期规律)。对于周期为T的非正弦电压，一般满足狄里赫利条件，利用Fourier

级数可以方便地将周期性的畸变波形分解成恒定的直流分量、基波分量及谐波，可分

解为如下形式的傅立叶级数：

(

)








n1

(

cos

n t



sin

) （2-19）



2

0 u

(t d ) (

)

，

其中，

2

，

1 2

0 u

(

)cos

n td

(

)



2

(

)sin

n td

(

)



0

n=1,2,3……

畸变的检测方法是很有意义的。当前最常用的方法有快速傅立叶测量法(FFT)。

2．2．2谐波检测技术

2．2．2．1基于FFT的谐波分析法
傅立叶变换是一种将信号从时域变换到频域的变换形式，是声学、语音、电信和信号处理等领域中一种重要的分析工具。离散傅立叶变换(DFT)是连续傅立叶变换在离散系统中的表现形式。在实际谐波测量中，由于实际信号不可能无限的，对于计算机来说也必须对信号值离散化，经过采样和A／D转换，我们得到的是一个时间序列的有限取样数据。由采样得到的N点序列x(n)，可理解为对连续信号X(t)离散采样后，用长度为N的矩形密截断的结果。其DFT为：

X k ( )



N1



n0

x n ( ) W



0,1,2......



（2-20）

式中 W





2

其逆变换为：

X n ( )



N1



x n ( )



0,1,2.....





（2-21）

显然，当已知N个采样值时，如直接按上式求出N个频率分量X(k)，需要N N次复

数乘法，N(N—1)次复数加法。众所周知，实现一次复数乘需要四次实数乘和两次

，则需要1048576次复数乘法，即4194304次实数乘法，所需时间过长，难于“实时”
实数加，实现一次复数加需要两次实数加。其计算量相当可观。如N=1024

实现。DFT运算量极其庞大，这也导致DFT在使用上受到了很大的限制。其实DFT中存

在大量的重复运算，

NR r N/2R r （2-22）

W N W N,w W

问题的关键是如何巧妙地利用w因子的周期性及对称性，导出一个高效的变换算

法，直到1965年，J．w．Cooly和J．w．Turkey提出了快速傅立叶变换(FFT)，使DFT

的运算大大简化，从而使DFT在实际应用中得到了广泛的运用，基于快速傅立叶变换

的谐波测量是当今应用最多的算法，也是最广泛的一种方法。这种算法在利用了

Wn 的周期性和对称性的特点的同时，主要是对重复出现的乘法运算作了合理和巧

妙的安排。FFT使N点的DFT的乘法计算量由使DFT的计算工作量的复杂度从NN量级

降到了 N log 2 N级。仍以N=1024为例，计算降为5120次复数乘法，仅为原来的0．

488％。自从Cooly．Turkey的算法提出后，新的算法不断涌现。总的来说，快速傅立叶变换的发展方向有两个，一是针对N等于2的整数次幂的算法，如基2算法、基4算法等：另一个是N不等于2的整数次幂的算法，它是以Winograd为代表的一类算法。第一类算法(Cooly—-Tllrkey算法)中最常用的是：基2算法和基4算法两种，它们各有所长，基2的FFT变换的程序代码较少，但耗时较长，整周期的采样点数应为2的整数方；而基一4的FFT变换的程序代码较多，但耗时较短，整周期的采样点数应为4的整数方。

本章重点讨论DFT的基2算法：
基于FFT算法又分为两种：
l、按时间抽取的基于算法(Decimation-in-TimeDIT)：将时间序列x(n)按时间下标n的奇、偶分成两组来分解DFT，层层下分直到两点的DFT为止。

2、按频率抽取的基于算法(Decimation-in-FrequencyDIF)：将频域序列X(k)按频率下标k(内奇、偶分成两组来分解DFT，层层下分直到两点的DFT为止。

以上两种方法大同小异，由于按时间抽取的基于算法(DIT)较为常用，所以选用。

项，一组为奇数项， X l

X(2r1)X2() r=0,1……N/2-1 (2-23)将DFT运算也相应分为两组:

X k ( )				DFT X n ( )]			N1  n0	w	nk	w	nk
									N
	N2  偶数n		0	x n w	nk		N2  奇数n1	x n ( )
					N						N



N /2 1



r0

(2 )



N /2 1



r0

x r

1)

(2-24)



N /2 1



r0

(2 )



N /2 1



r0

(2 )

因为





2





2



故

X k ( )



N /2 1



r0

( )

N /2 1
w  x ( ) w
k rk

X l w N X 2 （2-25）

其中

lk ( )

和

2( )

分别是

lr ( )

和

2( )

的N/2点DFT。

( )





( )



N /2 1



r0

(2 )

（2-26）

( )





( )



N /2 1



r0



（2-27）

可见，一个N点的DFT被分解为两个N／2点的DFT，这两个N／2点的DFT再按照上面式(2-25)合成为一个N点DFT，注意到，Xl(k)，X2(k)有N／2个点，即k=0，1……N／2-1，由(2-25)式得到X(k)只有N／2点，而X(k)却有N个点，即k=0，1，……N-1，要用Xl(k)，X2(k)表示全部X(K)值，还必须应用系数w的周期性和对称性。表示x(k)的N/2～N-l点，

由

X k ( )



( )



( ), k k



0,1,2......

/ 2 1

（2-28）

N N N
得：

因为

r N



（2-30）

且

(

/ 2



)



N /2 1



r0

( )

r N



)



N /2 1



r0

( )



( )

（2-31）

同样

(

/ 2



)



( )

（2-32）

考虑到



N /2

w w





0,1,2...... / 2 1

（2-33）

故

X N

/ 2



)



X l

( )



( ), k k

（2-34）

式(2—28)表示了X(k)前半部分k=0～N／2-1时的组成方式，(2—34)式则表示了后半部分k=N／2~N-1时的组成方式。这两式所表示的运算过程可用一个称作蝶形的信号流图来表示，如图2-1所示，(a)图中左面两支为输入，中间以一个小圆圈表示加、减运算，右上支为相加输出，右下支为相减输出，如果在某一支路上信号需要进行乘法运

算，可用图2-1中的图(b)的“蝶形结”来表示。
算，则在该支路上标以箭头，并将相乘的系数标在箭头边，这样(a)，(b)所表示的运

B A-B X2() Xl()w k NX2()

(1) (2) 图2-1 蝶形运算流图符号

由于这种方法每一步分解都是按输入时问序列是属于偶数还是奇数束抽取的，所以称为“时间抽取法”。

2．2．2．2改进的FFT算法
基于快速傅立叶变换(FFT)的谐波测量是当今应用最多、也是最广泛的一种高效的变换算法，它使DFT的计算工作量的复杂度从N×N量级降到了级。理论的

傅立叶变换是对整个时域信号的变换，但实际工程中，一般要对x(t)在满足采样定理下进行采样，变换为离散序列x(n)，可以看成是对信号加上一个矩形窗后，再进行FFT算法变换。以上转换需要的一个重要步骤就是保证采样频率与信号频率同步。然而实现FFT过程中总会存在泄漏现象和栅极效应，使算出的信号参数即频率、幅值和相位不准确，尤其使相位误差很大，无法满足准确的谐波量的要求。

1、频谱泄漏现象和栅极效应
根据傅立时变换的乘积定理，那么序列x(n)的傅立叶变换为实际信号傅立叶变换

x( )和矩形窗傅立叶变换的卷积。设某单一频率信号: ,矩形窗表示为：
=		1；0<t≤T
		0；其余
采样时间为T，那么信号与矩形窗的乘积为：

(2-36)

所以根据傅立叶变换的乘积定理，的傅立叶变换为：

(2-37)

若不计相位的变化，在频谱图里已不再是单一的谱线，变成了以为中心

的其形状为振荡并逐渐衰减的连续谱线，能量不再集中，即产生了泄漏现象。谐波分析中，各次谐波所泄漏的能量会相互影响，造成误差。

对于信号的DFT来说，采样点实际上就是频域中各次谐波频率处的谱线，那么DFT可以看作是采样序列通过N个窄带滤波器的输出，各滤波器的中心频率恰好是各次谐波的中心，然而在实际中采样频率存在的偏差以及电网频率的波动(电网的频率是缓慢变化的，电力部标准允许±l％范围内的波动)都会使采样无法达到同步，
结果导致各次谐波的中心频率不能正好出现在滤波器的中心点上，而是落在某2个频率分辨点之间，这样，通过DFT并不能直接得到各次谐波分量的准确值，而只能以临近的频率分辨点的值来近似代替，这就是通常所说的栅栏效应。

2、加窗插值FFT
从以上分析可得，栅极效应和频谱泄漏都会对参数的精度产生影响，但是我们可以对信号进行加窗，减少泄漏，提高FFT的计算精度，在加窗基础上进行插值算法，进一步提高各参数的计算精度，含有整数次谐波，余弦窗具有主瓣窄，旁瓣低，旁瓣幅值跌落速度快，在一定时有最以此来减少栅极效应带来的误差。由于电力信号主要

用余弦窗的一个主要原因在于它便于进行频谱计算。通常信号加窗都是在时域进行的，小的主瓣宽度等特点，

即，然后进行傅立叶变换。而对于余弦窗，可以先对信号进行傅立叶变换，然后在频域进行处理。余弦窗函数可以为矩形窗、汉明窗、海宁窗、布莱克曼窗等，其中，布莱克曼窗的旁瓣幅值最小，主瓣最大，计算复杂；矩形窗有最窄的主瓣，最大的旁瓣幅值
；海宁窗介于两者之问。并且计算量较小，在此我们选用海宁窗。余弦窗函数可以表示为

		(2-38)
K是余弦窗的项数。不同K值和系数=O．5为海宁窗。	决定了不同的窗函数。其中k=2,=O．5,

对于余弦窗，可以先对信号进行傅立叶变换。

设第m次谐波信号为：

设谐波信号加海宁窗后表示为：

(2-39)

式中为信号的采样序列，Ts为采样间隔．为海宁窗，N为采样点

数。采样序列的频谱为：

(2-40)

式中：

根据傅立叶变换的性质，采样序列加窗后的傅立叶变换为：

进一步设谐波信号采样序列对应的离散频点为：

其中为整数，l≤<l，同时考虑采样点数N一般较大，||<1，则

(2-42)

设

(2-43)

则可由(2-41)和(2-43)式可得谐波幅值：

(2-44)

频率

相位(2-45)

对信号加余弦窗后进行插值算法能有效的减少栅极效应和泄漏效应引起的误差，提高了FFT的精度，能达到实际测量中预期的精度要求。

2．2．2．3仿真实验分析

偶次谐波含量很少，并且越到后面越高次的谐波分量含量更少。因此我们主要对于奇电力系统中，高次谐波的主要成分是奇次谐波分量3次、5 次、7次，……等等，

只要满足采样频率次谐波进行分析。

，对它们进行分析，进行FFT计算。当然，为了进一步减少误差干扰，还可以增加采样点的数目，比如128点等等。在本设计中，基于课题的特殊条件以及具体设计方法，应该至少进行32X4=128点的采样。在具体实验中，我们采集了连续两个周期的采样点数。当采用不止一个周期的点数后，以它们的平均值作为当前的周期采样值，这样就能够在一定程度上消除采样期间的随机干扰。另外，如果输入电压的实际周期和计算中使用的周期不一致，则会对谐波分析产生较大的影响。所以还必须对谐波的当前周期进行精确测量，在电磁干扰比较严重的地方，可能会由于一些干扰脉冲而使周期测量出现错误，因此可对周期值进行校验。对于不合理的采样值，会进行加上权系数的预处理后再归一化。

以测量一个含有谐波的电流信号为例，我们分别直接FFT和加窗插值FFT进行了

仿真计算。设含谐波的电流信号为：

其中为基波频率50Hz，为电流基波幅值，为第m次谐波幅值。仿真实验中

取=40，=3，=5，=4，=2，=l；相位，，，

,,,采样频率=12．8KHz，直接FFT和加海宁窗FFT应

起直接FFT有效的提高了频率、相位和幅值的测量精度，而且随着采样长度的增加，

精度还可以进一步提高，它有效的减少了频谱泄漏和比较好的消除了栅栏效应，频率

精度可达0．002％，幅度精度达0．1％，相位精度也控制在5％内，完全达到了电

力谐波测量的精度要求。

表2-1 FFT 和加窗插值FFT的检测结果

频率	基波	三次谐波	五次谐波	七次谐波	十一次谐波	十三次谐波
直接FFT	49.51	151.35	251.03	351.26	548.78	651.45
海宁窗插值FFT	50.00	150.00	250.00	350.00	550.00	650.00
幅值	40	3	5	4	2	1
直接FFT	39.35	2.89	4.63	3.34	1.56	0.75
海宁窗插值FFT	39.99	2.99	5.00	4.00	2.00	1.00
相位	5	10	30	60	100	120
直接FFT	290.86	178.36	189.63	136.24	258.45	2.69
海宁窗插值FFT	5.01	10.02	30.00	60.00	100.01	119.99

学描述。电力系统频率测量概念的引申和扩展，关键在于信号对象x(t)的选取及其观测模型的确立。信号观测模型的复杂化过程集中体现了这一领域的不断发展：从简单的纯恒幅正、余弦信号，到周期和非周期信号的傅立叶分解，进而引入信号动态，直至分布式随机模型的应用。

常见的信号模型及频率定义如下：
(1)基于纯恒幅正、余弦信号的传统频率概念：

或		(2-45)

定义		(2-46)

其中x(t)普遍取单一的相(线)电压或电流。

(2)考虑有限整次谐波污染，在傅立叶分解模式下：

或

(2-47)

定义基波频率 (2-48)

(3)进一步考虑衰减直流分量影响，在观测模型下：

或

(2-49)

电力系统频率测量的实质是信号观测模型的动念参数辨识问题。即利用真实系统物理信号输入，通过一定的信号处理和数值分析过程，实现对预定模型参数的较好估计。从操作对象来看，主要是数字信号处理问题：从测量目标来看，是灰箱辨识问题：从实现测量所借助的工具来看，是数值算法(软件)和借以实现的各种模拟、数字装置(硬件)的设计问题。由于对频率的理解和应用的实际要求不同，频率测量在上述各方面存在较大的差异，虽然其实现的策略不同，但仍有一些共同的基本要求：
即不会由于模型和算法的差(1)反映电力系统的物理真实性和实施控制的有效性。

异而导致脱离电力系统真实物理本质的测量结果，且基于实时频率估计的控制作用应是正确而可靠的。

(2)精度要求。即达到减少误差、精确测量的目的，这取决于观测模型与真实信号的符合程度、数值算法及硬件实现等多方面因素，一般以对抗噪声、谐波、衰减直流等非特征信号分量的能力来衡量。

(3)速度要求。要求具有较快的动态跟踪能力，测量时滞小。

(4)鲁棒性。在电力系统的正常、异常运行乃至故障条件下，均能可靠响应。(5)实现代价小。这一要求往往与上述要求相冲突，在实践中应酌情考虑，在达到

2．3．1周期法

原始的周期法(或称零交法：zero—cr08singaIgorithm)基于如式(2—45)所示的简单的信号模型，通过测量信号波形相继过零点间的宽度来计算频率。该方法物理概念清晰、易于实现，但精度低，受谐波、噪声和非周期分量的影响，实时性不好，因此，
实际的测量装置很少单一地应用原始的周期算法。需要对其测量精度和实时性进行改进，典型的改进算法有水平交(1evelcrossing)算法高次修正函数法和最小多项式曲线拟合法，它们以计算量和复杂度为代价来提高算法的精确度和响应速度(原始周期算法的时延决定于信号的特征而非计算量)，一定程度上丧失了原有零交算法的简明性。

2．3．2解析法

对信号模型进行数学变换，将待测量f或of表示为样本值的显函数来估计。解析法侧频的特点是：涉及复杂的数学推导，为了简化分析和计算，只能选用简单的观测模型，难以考虑谐波、非周期分量和噪声的影响：
算法简明，计算量不大，比传统的周期法有所改进，但难以适应非稳态频率的测量，即使在稳态条件下，也必须有严格的前置滤波环节，算法推导有近似化过程，精度总体不高。该方法可以应用于速度和精度要求都不高且信号的非特征分量可以忽略的场合。

2．3．3DFT(FFT)类算法及其改进
DFT(FFT)是一种典型的数字滤波技术，对于所示的观测模型(假设=0)，在采样率和数据窗选择合适的情况下，滤波算法能正确求出模型参数；考虑到真实侧量偏离理想条件，利用前后窗DFT(FFT)的结果估计系统的基频。DFT(FFT)算法具有内在的不敏感于谐波分f的特性，但对信号的周期延拓引入的频率混益，实际应用中需要精细设计前里抗混益滩波。利用DFT(FFT)过程求取模型参数进而计算频率偏移的方法过于简单粗糙，不具有实用性；利用FFT算法在频率偏移工频时固定抽样频率导致的泄漏效应来估计系统频率，其中后者采取递推FFT法以减少计算f；该方法测t范围窄(大约

，后者的定点采样方法易于硬件实现。

第三章基于DSP的电力参数测量装置的设计

3．1系统硬件概述

一个典型的以DSP为核心的数字信号处理系统模型如图3一l所示，

模	抗混叠	A/D	数字信号	D/A	抗镜像
拟
	滤波	变换	处理	变换	滤波器
信
号

图3-1（a） DPS系统框图

Ub 电路地址与数Ua EEPROM
频率跟踪 CAN总线

开
关看门狗电
Ib A/D转换器路
ADS8364

Ic A/D转换器
ADS8364

图 3-1（b）DPS硬件结构框图
以上是一个典型的数字信号处理过程，在实际中应该根据具体的要求来设计系统，并不一定需要以上的全部过程。本系统采用TMS320VC33DSP芯片作为处理核心构成数字信号处理系统，组成有上位机、下位机和数据通讯部分，实现对电力系统中的电压电流信号采集、低通滤波和A／D转换，并通过DSP对输入的信号进行运算处理，实现对电压、电流、有功功率，无功功率、功率因数、频率等参数进行实时检测和对高达

15次谐波进行分析，给出谐波含量以及总谐波畸变率等参量，可以按用户要求来显示数据，测量的结果可放置在外部存储器中。可通过RS-232串口与上位机的通讯。

据此我们设计出的系统硬件包括以下几部分：
●数据采集单元
●DSP核心单元(数据处理单元)
●按键与液晶显示单元
●通讯单元
●外部存储器单元
本系统的硬件功能单元框图如图3—2所示。功能流程为：把电网中的电压、电流经过电压、电流互感器变成1～2mA的电流信号，-5V～5V的电压信号，然后进行交流采样，对采样值进行数据处理、谐波分析，处理结果可以储存在数据储存单元，也可通过通讯模块与进行通讯，还可根据按键模块的输入在液晶显示器上显示所选择的处理结果。

按键模块
采
集据处理单元
模通讯模块
上位机块

液晶显示模块

图3-2 系统功能框图

3．2数据采集模块

数据采集模块把实时电压、电流信号通过互感器变换为交流电压信号，再进

行抗混叠滤波，然后作为模数转换器的输入，采样模块按采样间隔值定时进行采样。该模块包括互感器、抗混叠单元、A／D采样转换单元。

3．2．1互感器处理单元
在实际测量中，必须对输入的电压电流进行必要的处理，才能作为采样单元的输入。我们在这里选择了SPT204A电压互感器和SCT245A电流互感器来得到精度高、线性度好的输出5V交流电压。SPT204A是一款毫安级精密电压互感器，输入额定电压、电流为100V、2mA，额定输出电压、电流为5V、2mA。它具有精度高、小巧轻便、能直接焊于印刷线路板上等特点。输入电压经限流电阻R，使流过SPT204A电压互感器器原边产生一个2mA的额定电流，此时副边会产生一个相同的电流。通过运算放大器的作用，可通过调节反馈电阻的值得到所要求的电压输出值。用户可调节电阻R得到要求的输出电压。电容C、电阻R是调节相移的，用户调节电阻R来改变输入、输出之问的相位差。电流互感器SCT254是一款精密电流互感器，变换器额定输入电流5A，输出电流2．5MA，用法与电压互感器相类似。3．2．2抗混叠单元

FFT 运算结果，必须满足奈奎斯特采样定理的要求，防止频谱混叠的发生。那么我们

在进行谐波分析时，奈奎斯特以外的频率成分必须滤除，以保证谐波分析的精确性，这个过程称为抗混叠滤波。在此采用MAX293进行抗混叠滤波，MAX293是8阶低通椭圆型、丌关电容滤波器，采用输入时钟频率控制输出转角频率的方式来实现对模拟信号和数字信号的滤波，时钟可调转角频率范围为：O．1Hz～25Hz，时钟频率对转角频率必为100：1。此滤波器可采用一外接电容产生的内部振荡器的时钟信号，或者直接采用外接时钟信号，其陡的倾斜率和高的阶次，使得该滤波器特别适合于最大通带的抗混叠以及需要滤去频率范围内的紧邻信号。

3．2．3 A／D 转换单元
信号经过多路转换输入A／D转换器。为了避免由于各路转换之间的时间间隔而造成的误差，系统中各路输入通道采用采样保持器，锁住同一时刻的电流、电压值，以待多路选择器依次选择各量进行A／D转换。系统的采样转换模块采用MAXl25对经

过调理的电压、电流信号进行同步定时采样转换，为后面的参数计算、谐波分析提供原始数据。

l、采样原理
由于模拟信号是连续信号，在任何时刻都有定义，而DSP处理的是数字信号，不可能容纳无限多的数据，那么必须把连续信号通过固定的采样间隔进行采样改换成离散信号，那么连续信号被采样后，一组采样值怎么样能唯一地表示模拟信号呢?当采模拟信号就与给定的一组采样值一一对应。只要选择正确的采样间样频率足够大时，
隔，模拟信号也完全可以由它的采样值恢复，采样定理保证了这一点。根据采样定理(奈奎斯特理论)：如果一个时域连续信号的频率最大为WHz的信号，此时采样频率必须不小于信号最高频率的二倍，即：F2W的数值就是每秒钟内采样的最少数目，这个数目称为奈奎斯特率。时间间隔不大于l／2f秒，这个间隔称为奈奎斯特间隔。对连续时间信号采样时，虽然不管间隔大小如何，采样后的频谱都是以采样频率为重复频率周期重复出现的，但是如果采样间隔大于l/2f，那么频谱的周期就会小于连续频谱混叠的结果将原频谱中高于二分之一采样频串的分量反过来落在低于二分之一时间信号最高频率的二倍，因而相邻的频谱就会发生重合，这种现象称为频谱混叠。

一个周期内采样次数只有不低于二次时，才有可能完全保留最高频率分量的全部信息。如果采样频率不产生混叠，理想滤波器就能将采样信号周期频谱中的一个周期不失真地分离出来，由于分离出来的频谱与原信号的频谱具有完全相同的形状，因此可利用它正确地恢复原来的时域连续信号。

但实际采样过程中，明显地存在与以上理想情况不一致之处。首先，信号的频带宽度不可能严格地限制在某一有限频率范围内，这就必然会产生频率混叠；其次，实际低通滤波器的滤波特性在进入截止后不可能无限陡直，滤波输出中除了包含所需部还可能包含一些相邻部分的频率分量，这样实际上重建的连续信号就会与分频率外，原信号有所区别。为了防止混叠现象的产生，一旦系统的采样频率选定，就要采取措施以确保大于奈奎斯特频率的频率分量将从系统中排除。这就需要一个低通滤波器，从要被采样的信号中消除所有超过奈奎斯特频率的信号分量，以确保采样足以完整的

记录信号，同时，防止高次谐波对有用信号的干扰。滤波后再对采样信号进行离散傅立叶变换，所得的频谱就不会产生混叠。

2、采样方法
在电力参数的测量中，对信号的准确测量实时信号的关键之一就是采用何种采样方法，交流电参量的采样法是当今微机保护、电能计量、谐波分析等应用中获取数据的最常用的方法。目前采样法包括：同步采样法、准同步采样法、非整周期采样法等几种常用采样方法。首先我们对这几种常见的采样方法作了比较后，
在设计中采用了同步采样法中的软件同步采样法。

(1)同步采样法
同步采样是目前应用最广的采样方法。它是指采样时间间隔Ts与被测信号周期T及一个周期内采样点数N之间满足T=N*Ts。实现有两种方法：一种是硬件同步采样法：二是软件同步采样法。

硬件同步采样法在采样计算法发展的初期被普遍采用。这种方法常采用锁相环来构成频率跟踪电路实现同步等间隔采样，其原理框图如图3—3所示。增加锁相环能自动跟踪信号基频，并产生新的与信号基频同步的脉冲，从而消除泄漏误差的根源。
单片机采样保持模数转换
信号

相位比较	低通滤波	压控振荡	同
			步
			采
			样
			脉
			冲

分频器

图3-3 硬件采样原理图
软件同步采样方法原理框图如图3—4所示。这种方法的周期测量及采样间隔的控制均由定时器实现，受其晶振频率的限制，定时器分辨率有限，所以即使能精确测定频率，由定时器给出的采样问隔与理论计算值相比存在截断误差，在用离散傅立叶

变换(DFT)处理数据时将带来泄漏误差。为了较好地减小由于周期误差带来的测量误

差一般采用双速率采样法来减少误差，但不能完全消除误差。

采样同步脉冲

输入电路

采样保持

模数变换

DSP

过零检测器

图3—4 软件采样法

点数N。得到采样间隔Ts，确定了N个采样值，并确定定时器的计数值，用定时中断
软件同步采样法是先测出被测信号的周期T，用该周期值T除以一周期内的采样

（2）准同步采样法方式来实现同步采样。

差。为解决这个误差，并为了抑止因同步偏差而产生的频谱泄漏误差，八十年代初，

清华大学戴先中提出了准同步采样法，即在|△|不太大的情况下，当满足

(M为最高谐波次数)时，通过适当增加采样数据量和增加迭代次数来

提高测量准确度的新方法。准同步采样不仅降低了对信号频率的要求，而且也降低了

对采样时间间隔的要求，降低了对振荡器振荡频率的要求。因此，准同步采样技术使

测量装置简单，简化电路。准同步采样法的不足之处在于：它需要通过增加采样周期

和每周期的采样点数并采用迭代运算的方法来消除同步误差，其所需数据较多，计算

量远大于同步采样，运算时间较长，不适合多回路、多参量实时性要求高的在线交流

测量系统，而且受短暂突发性干扰影响的可能性要比同步采样大。

3，模数转换单元(A／D)

A／D转换器是模数转换电路中的核心器件。模数转换过程包括采样和保持，然后是量化和数字化。采样前，模拟信号先通过低通抗混叠滤波器尽量消除混叠的影响，然后由采样保持电路进行采样。在每个采样点，采样电路尽可能快地获取信号值，同时在量化和转换为数字并保持到下一个采样点。
因此采样保持电路决定采样时刻，代码时保持每个采样值。下图为转换器的示意图。

本系统采用的MAXl25是MAXIM公司的一款高速多通道、14位模数转换

抗混叠滤波器量化即数字化
图3—5 A／D转换示意图
器件，内部集成了一个八通道的多路开关，一个具有14位分辨率、转换时间为3us的逐次逼近型的模数转换器，一个+2．5V的内部参考电压、一个参考输入缓冲器，一组可同时对4路输入信号进行同步采样的跟踪／保持放大器，每个 T／H 前还设置了一个2选l 转换开关，因此总共有8路输入信号；一个可编序列发生器，还有四个存放转换数据的14位RAM，其采样电压的范围是一5v～+5V，还具有与DSP高速并行的接口；MAXl25的并行接口资辩访问和总线释放的定时特性与绝大部分数字信具有8种转换模式及一个节电模式号处理器(DSP)及16／32位微处理器的特性兼容。

。此外，转换器可容许高达士17V的过电压，若某一信道出现故障不会影响其它信道的正常工作。

MAxl25 有8种转换工作模式及调电模式，可实现二组中任何一组产生四路输入的对于每一个指定通道模数同步采样方式。它采用连续逼近的转换技术实现模数转换，

转换器最快能在3微秒内完成转换，并将数据依次存于内部RAM中。MAXl25默认的输入转换通道为CHI，若要实现在指定的通道上实现A／D转换。则可通过双向并行口重新编程实现，即对MAXl25改变工作模式。在选择采样方式后，给CONVST一个低脉冲后就可进行一个转换顺序。MAXl25在CONVST引脚的脉冲上升沿启动采样，放大器将输入电压保持，同时片内的时序发生器控制指定的通道按顺序进行转换，其余的CONVST脉冲被忽略直至最后的转换完成。时序控制器控制1至4通道的转换，在默认方式下，采样／保持器的输出从l通道到4通道依次进行转换，当4个信道完全转换完毕后，对外部产生一个中断信号，采样／保持器就返回到跟踪状态，为下一次的采样作准备。每一信道转换完成后将结果存储在芯片内部的4x14bit的RAM中，最多可达4个通道的转换结果存储在RAM中。当所有的转换完成后可以对RD引脚施加读脉冲读取数据，四次读操作依次读出RAM中的l～4通道的转换结果，第一个读信号的下降沿清除转换完成信号。当所有通道都被访问后，内部指针又会指向l通道的数据。

4、MAXl25 与DSP的硬件接口在此系统中，为了保证三相工频信号之间的正确相位关系和有功功率、无功功率

进行采样，另一个MAXl25用来对IA，IB，IC进行采样。由于MXl25数据接口中的低3位

是双向口，并且MAXl25的转换速度较快，并且为了保证MAXl25与DSP之间数据完整、准确的读入，我们采用直接缓冲方式在MAXl25与VC33之间采用两片双向三态驱动器74HC245作为缓冲，使用／cs、／wr分别作为数据驱动器的三态控制和方向信号，而VC33与MAXl25间的控制逻辑由CPLD器件EPM71285通过编程来产生。

系统中A／D转换的时钟为16MHZ，对应于每通道A／D转换时间为3us。采用内部电压基准源，基准源电压为+2．5V，并将基准源与A、B组中的未用通道相连，一方面可以利用该通道的采集数据标定基准源电压值，另一方面可以使得DSP在需要时对A／D转换环节进行故障诊断。

3．3 数据处理单元

DSP是本装置的的核心数据处理部件，它负责数据的采集、计算、启动A／D转换等功能。

3．3．1DSP发展及趋势
当前，电子产品正在发生从模拟到数字的转化，数字化是当前信息领域发展的一大趋势。在这一场数字化的革命中，DSP器件取得了飞速的发展。成为集成电路中继微处理器和微控制器之后，又一个引人注目的产品。DSP作为一个器件、一个处理器或者作为一个事物是相对较新的概念。在20世纪60年代，DSP硬件使用分立元件，因为价格高和体积大，它的应用仅仅可能是为非常特殊的要求做验证(或者庞大的预算研究程序)。在70年代，出现了一些DSP子系统的单片集成电路，主要用于数字乘法器和地址发生器，
并且使用位片微处理器可以实现DSP系统。DSP技术开发的突破出现在1979年，当时Intel发明了2920。紧接着，1982年德州仪器公司在市场上投放了TMS320系列DSP处理器，这是DSP应用历史上的一个里程碑，DSP芯片开始得到真正的广泛应用。现在，TI(德州仪器公司)一系列产品成为当今世界上最有影响的DSP芯片。今天，所有主要的半导体器件厂家都已经发布了或者正在开发DSP产品，这反映了从20世纪80年代后期到现在2l世纪，他们对DSP器件需求量出现巨大增长充满信心。今天，DSP

3．3．2DSP芯片的特点

DSP芯片具有哈佛结构、流水线操作、特殊的硬件乘法器、特殊的DSP指令、快速指令周期的特点，正是由于这些特点，DSP才从其他单片机中脱颖而出，成为数字信号处理的理想选择。

1、哈佛结构
哈佛结构是不同于冯.诺依曼结构的并行体系结构，冯.诺依曼结构是传统计算机所采用的体系结构，该结构将指令、数据和地址存储在同一存储器中，统一编址，依这种将程序和数据存储于同靠指令计数器提供的地址对指令、数据、地址进行区分；
一个存储空闻的思想虽然简化了处理器结构，但是由于取指令和读数据要访问同一存储空间，所以指令，数据要分时读写，数据吞吐率低，CPU运算速度低。而哈佛结构的主要特点是程序／数据存储在不同的存储空间中，即程序存储器与数据存储器是互

相独立的：每个存储器独立编址，独立访问。由于两个存储器相对应的是程序和数据两条总线，从而使数据的吞吐率提高了—倍，而且取指令和取数据能完全重叠运行。

2、流水线操作
与哈佛结构相关，DSP芯片广泛采用流水线以减少指令执行时间，从而增强了处理器的处理能力；当前的DSP的流水线深度从三到六级不等；取指、译码和执行操作可以独立处理，可以使指令执行完全重叠。

3、专用的硬件乘法器
在数字信号处理算法中基本的运算是乘法和累加，而且运算量非常大。处理器对乘法指令的执行速度直接关系到整个系统的运行效率。由于在DSP芯片中设置了一个或多个专用的硬件乘法器，其高性能的运算部件和微指令记述程序使其只需一条指令即可实现多种功能，并在一个机器周期内完成几乎所有指令的操作，增进了全速执行的处理能力，使DSP芯片在数字信号处理运算中的作用显得极为突出。

4、特殊的DSP指令

统。不同系列的DSP芯片都有一些特殊的、对应于其系列结构的DSP指令，以充分发挥 DSP芯片的另一个重要特征是采用特殊的、针对数字信号处理而设计的DSP指令系
快速的指令周期是DSP芯片的另一个重要特征。哈佛结构、流水线操作、专用的硬件乘法器、特殊的DSP指令再加上集成电路的优化设计，使得DSP的指令周期降低至现在的5ns以下。

3．3．3TMS320VC33的特征
本系统采样TI公司的TMS320VC33型DSP，该芯片的指令周
17ns(3.3V,120MHz),具有高速的浮点运算能力，单指令执行时间最高为150MFLOPS和75MIPS。DSP片内有34K字的双存储RAM（DARAM），可在一个指令周期内可以进行两次读写操作，32位高性能CPU适合高速度和高精度数据处理。

A/D 转换器使用的是两片TI公司的高速并行输出模数转换器ADS8364，采样频率可达250KHz，单片16位6通道同时采样，其特点还有速度快（单通道转换时间仅为1.5s）、精度高、内部带有采样/保持器。采集时，通过程序发出采样保持命令，

采集到的信号经过模拟通道开关进入衰减电路，再经过A/D转换器转换成并行数据输出，由DSP读入处理。

双口RAM采用的是16位、2K的IDT7027。逻辑时序芯片CPLD采用的是C95108-20TQ100I(100)。看门狗电路用MAX706。系统网络接口采用PHILIPS公司的CAN 上传采集的实时信息。采用MAXIM公司的总线控制器PCA82C250构成现场总线网络，
RS232串行接口芯片构成现场调试接口。
系统时间由编程万年历时钟芯DS12887提供，并可以通过软件精确对时。

对于系统的最主要环节：A/D转换部分、TMS320VC33和ADS8364之间的接口逻辑和时序转化都是由CPLD完成的，具体的连接方式如下图3.2所示。多路模拟量通过ADS8364转换成16位的数字量，数字量在逻辑和时序的控制下被送给DSP处理。图中X=1，2表明此处实际有两片ADS8364芯片，为方便只画出一个。

在此系统中只用到TMS320VC33数据总线的16位，其外部是3.3V供电。

TMS320VC33 CPLD(XC95108-20TQ100I) ADS8364X(X=1.2)

A(7..0) A15 A14
其它目标 VCC WR\
A(2..0) A(2..0)
D(15..0) DB(15..0)
XF0 ADRST\

l、内核CPU
TMS320VC33有一个40／32位的浮点，整数乘法器，这个乘法器可以在单周期内对32位的整数或40位的浮点数完成一次乘法操作。当乘法器进行浮点乘法时，若输入为32位的单精度浮点数，则输出是40位的扩展精度浮点数；若输入为24的整数，则乘积为64位，输出可以是32个高有效位，也可以是32个低有效位。中央处理单元CPU包括16位的定标移位器，16X16位并行乘法器，32位中央算术／逻辑单元(CALU)，32位累加器以及在累加器和乘法器二者输出处的附加移位器。TMS320VC33内有两个辅助寄存器

算术单元(ARAUO和ARAUI)，他们可以在单周期内产生两个地址；ARAU的操作与乘法器及ALU的操作并行进行的。它们支持带有偏移的寻址、变址寄存器(IR0和IR1)寻址，循环寻址和比特反转寻址。TMS320VC33提供28个寄存器，这些寄存器可以被乘法器和ALU操作，可以用作通用的寄存器。但是，他们也有一些特殊的功能，如8个扩展精度的寄存器(R0~R7)，可当累加器使用，特别适合用于存放扩展精度的浮点结果。八个辅助寄存器(ARO—AR7)支持一系列的间接寻址方式，并且可以用作通用的32位的整数和逻辑寄存器。8个32位的辅助寄存器(AR0．AR7)支持间接寻址，另外还有1个32位的数据页指针寄存器(DP)，2个32位变址寄存器(IR0-IRl)，1个32位块长寄存器(BK)，32位系统堆栈指针(SP)，状态寄存器(ST)，32位重复计数器(RC)及32位重复起始地址寄存器(RS)和重复终止寄存器(RE)等。内部总线CPUI／CPU2和REGI和REG2分别连接内部存储器和内部寄存器，可以从存储器中取两个操作数和从寄存器中取两个操作数，这就使得对四个操作数进行乘和加／减可以在单周期内完成。

2、存储器组织

存储器)、定时器和DMA通道等都包括在这一空间内。这样使得系数、表、程序代码或TMS320VC33总的存储器空问可达16M*32位字。程序存储器(片内RAM或ROM和外部

按要求分配地址。TMS320VC33的片内包含2个1K*32的ROM、两个16K*32的RAM区。片内ROM区保留用做引导程序区，每一个RAM和ROM区都支持单周期内两次存取。分开的程序总线、数据总线和DMA总线，使得指令的读取、数据的读写及DMA操作可以并行进行；如CPU可以在一个周期内完成下列操作：在一个RAM块中存取两个数据值，进行一次外部取指，DMA装入到另一个RAM块中。一个64*32位的指令高速缓冲存储器(Cache)用来存储经常重复使用的代码段，这可大大减少片外访问的次数，从而提高程序运行速度。

独立的程序总线(PADDR和PDATA)、数据总线(DADDRl，DADDR2)和DMA总线(DMASDDR和DMADATA)，使程序的提取，数据读写和DMA存取可以并行地进行。这些总线连接所有的TMS320V33的物理空间(包括片内存储器、片外存储器、片内外围等)。

3、片内外设
T1MS320VC33总线结构支持对丰富的片内外设的访问。TMS320VC33的外设是通过存储器映射的寄存器对外设总线进行控制。外设总线由32位数据总线和24位地址总线

组成，允许与外设直接通信。TMS320VC33的外设包括两个可支持8／16／32位数据交换的串行口和两个32位定时器：串行口的时钟可以由片内产生也可以由片外提供，串行口的引脚可以配置为通用的I／O口引脚，特殊的握手方式可以保证TMS320VC33与串行口的同步。定时器是通用的32位定时器或事件计数器，具有两种信号方式，可由内每个定时器对应有一个I／O引脚，
可配置为定时器的输入时钟部或者外部提供时钟，或输出时钟，也可配置为通用的I／O引脚。

片内的DMA功能使得CPU与I/O操作可以同时进行。DMA控制器可以在存储器的任何地址进行读写而不干扰CPU的工作，因此TMS320VC33可与外部的慢速存储器或者外设接口而不降低CPU的吞吐量。

两个通用的外部引脚(XF0，XFl)可由软件设置为输入或者输出，这两个引脚也用作TMS320VC33的互锁操作，用于多处理器之间的通信。

4、工作模式
TMS320CVC33DSP有两种工作模式：微处理器模式(MP)和微计算机模式(MCBL)。

模式的选择是通过TMS320VC33的管脚(MP／MCBL)来实现的。所谓微处理器模式是指DSP只作为处理单元来使用，和其他的处理单元一起组成系统。而微计算机模式可以

起到控制整体的作用。模式中，TMS320VC33具有程序引导功能，可以实时地把用户程序从低速存储器中加载到高速存储器中，然后再运行具体的用户程序，这个过程在DSP中叫做BootLoader。BootLoader的具体过程是:当系统DSP被Reset后，会执行片内固化的BootLoader程序。这个程序运行时会检测4个外部中断标志位，以决定采用哪种方法将程序装载到片内RAM或外部的高速静态RAM。程序装载完成后，BootLoader会跳转到用户程序的入口地址开始执行用户程序，也就是说DSP被Reset以后还要有一个相应的外部中断请求才能成功地装载程序，然后运行程序。4种装载模式选择取决于外部中断INT0～INT3。当系统的TMS320VC33DSP采用微计算机模式工作时，它的存储器的地址空间为
1000H-7FFFFFH和80A00OH-0FFFFFFH为主总线的外接存储器空间。TMS320VC33的程序可以从低速的EPROM、EPPROM或串行口装入到系统的高速RAM全速运行。当使用EPROM或EPPROM装入程序时，可以采用8／16／32位三种装入方式，给硬件设计带来极大的灵活性，也能最大程度地减少芯片数量，减少硬件体积和降低系统成本。

3．4数据存储单元

虽然TMS320VC33DSP有片内存储器，但是系统涉及大数据量运算，需要进行存储器的扩展，包括SRAM的扩展和FLASH的扩展。设计中选用Cypress公司生产的2片CY7C1021V(64k×16位RAM)来扩充DSP的外部数据存储空间，每一片CY7C1021V的容量为64K×16位bits，由于TMS320VC33的数据总线是32bits，所以每2片CY7C1021V结合在一起构成32bits的数据线宽，地址范围是：100000H--10FFFFH。SRAM的读写及片选控制都由CPLD产生。大容量的SRAM可用来存放DSP在信号处理过程中大量的中间数据。FLASH的扩展采用了一片SST28S128SF040，容量为512KX8bits，用来存放程序，其地址范围：是400000H--47FFFFH。起始地址设计为400000H是由DSP的BootLoader工作方式决定的。VC33的低8位数据总线接到FLASH存储器上，而TMS320VC33的读写控制线(R/W)、选通控制线和高8位地址总线送入CPLD，通过对CPLD的编程、译码，产生FLASH所需的读写及片选控制线和其他信号线，我们在设计中使MP／MC接高电平，INT2复位时接低电平，TMS320VC33工作在BOOT3方式下，程序装载入存储器。

键盘的按键来选择所需查看的电力系统测量参数和谐波情况或使系统手动复位。而液晶显示器显示各种电力参数及谐波分析的结果，可供用户查看。

1．液晶显示模块
液晶显示模块LCD具有显示信息多，体积小，功耗低、超薄等许多其它显示器件无可比拟的优点，在许多应用系统中，被广泛用作终端显示、人机接口。LCD分为段位式LCD、字符式LCD和点阵式LCD,前两种只能用于显示字符，而点阵式LCD不仅可以显示字符、数字，还可以显示各种图形曲线及汉字，并且可以实现屏幕上下左右移动、动画、闪烁等功能，用途十分广泛。

2，按键输入
在本系统中，用户可以通过液晶显示看到电流、电压、功率、功率因数等电力参了解电力系统数和谐波量，还可以可通过键盘操作动态切换液晶显示屏幕显示内容，运行状况。我们设计中选用可编程的键盘／显示接口芯片8279，
8279芯片是专用于键

盘、显示器的接口器件，它能对显示器自动扫描，能识别键盘上闭合键的键号，通过中断方式与VC33DSP进行通信。为减少硬件接口线的使用，我们对系统的按键设计共有4个，然而功能齐全，操作简易好记。分别是：复位键(RESET)、下移键(-)，上移键(+)、确定键(ENTER)。主要完成电压电流、功率显示文本之间的切换，完成复位及模式之间的切换，通过上下键完成页面读取。

3．6通讯单元

经过DSP采集处理的信号或数据传送给微机进行存储和进一步处理，我们在此把DSP作为系统的前置部分时，把PC机作为上位机，由PC机主动向DSP系统要求传输采样数据及谐波分析结果，DSP系统再根据PC机传送过来的具体要求，向计算机发送所需参数。

转换芯片，MAX232在串行通信接日中应用广泛，为双组RS-232接收发送器，具有功耗
由于PC机与DSP通讯时，必须经过电平转换。在设计中我们采用MAX232作为通讯

经过MAX232一个接收器后被转换为TTL电平信号，送入DSP的串行口RXD端，DSP接受命令并响应，将要发送的数据通过TXD端发出，该TTL信号经过MAX232的一个接收器转换为KS．232的电平信号，送入PC机的串口的接受数据端，PC开始接受DSP发来的数据，从而实现了上下位机之间的通讯。

TMS320VC33有一个双向双缓冲的同步串口，与串行通信直接有关的外部引脚有6个信号：串行接收时钟(CLKR)、串行发送时钟(CLKX)、接收帧同步(FSR)、发送帧同步(FSX)、串行数据接收(DR0)和串行数据发送(DRl)。串行口有8个内部存储器映射的控制寄存器，每个寄存器都是32位。TMS320VC33本身带有RS-232串行口，但是其采用的通信是同步串行方式，其数据传送格式和PC机的RS-232数据帧格式不同。为了使双方的通讯信息能互相识别，需制定通讯规则，即所发指令或数据的格式。对此双方都应遵守。

TMS320VC33的串行通信的发送与接收方式有连续方式和暴发方式，连续方式是指在同步信号后。数据连续传送，相邻字之间无间隔，暴发方式是指每个字的传输由串行口无效周期隔开，每个字的传送都由帧同步信号开始，后面是数据位。

需要注意，TMS320VC33在暴发方式接收数据时，从帧同步信号后开始接收就不再考虑FSR信号，但在一帧信号的最后一位时，FSR必须为低电平，否则就将会被作为下一帧的帧同步信号位，传输方式就变成了连续方式。和标准的RS232串行通信格式不同的是，TMS320VC33的发送与接收，数据位可以选择8、16、32位，一帧格式没有起始位、校验位和停止位，且数据位是高位在先。

我们采用固定暴发方式通信方式，在这种方式下，TMS320VC33的串行数据传输率不变，且等于PC机的波特率。根据双方帧格式的特点以及软件对数据位处理的方便，对PC机和TMS320VC33的串行通信的帧格式设计如下：
DSP接收、PC发送时，PC机：l位起始位、7位数据位、l位停止位；
TMS320VC33：l位帧同步，8数据位(其中l位是PC的停止位)。

数据位(其中第1位作为起始位，第2～8位作为数据位，第9位作为停止位，第lO一16 DSP发送、PC机接受时：l位起始位、7位数据位、1位停止位；TMS320VC33：16位
位为空闲位。

第四章系统软件设计

4．1系统软件总体概述

由于装置的研制是一个复杂而庞大的过程，要设计出符合本电力参数测量装置的系统软件，必须按照软件工程学进行设计。软件设计是我们装置研制中的一个重点和主要内容，在整个系统的运行中，软件设计的好坏直接关系到系统的功能特点，并且我们需要在设计出良好的软件柬减少硬件的电路情况下，很方便的改变系统的功能，这又对软件设计提出了较高的要求。

本系统采用模块化的设计方法，即按整个装置的功能把软件分成几个模块，然后按系统中的各个功能模块进行程序设计和调试，最后将各个模块连接起来进行总体的

系统主要分为上位机模块和下位机模块。下位机模块开发包括：
调试。这样不仅结构简单明了，而且有利于功能扩展和程序的移植修改。本装置软件

用户通过键盘输入的命令信息。

●数据通讯模块：负责处理从通讯线路过来的数据，与上位机进行数据通讯，上传波形数据和计算结果等。

上位机界面模块主要用以对电力参数及谐波指标的显示、统计、打印。开发中涉及人机界面平台设计、数据库设计等。

执行流程是:系统上电后，首先进行自检，检测CPU芯片状态，RAM芯片状态。然后进行系统的初始化，包括对系统的主要芯片的检测如DSP、RAM、ADC等，检测完成后初始化各功能模板的工作参数，然后进行开屏显示。然后进入等待状态，如果采样时间到，则进行128点采样及电力参数计算并分别给FFT标志位及显示刷新标志位加一后，如果FFTFLAG为4，则进入FFT计算子程序，完成谐波计算后，清零标志位并等待。如外部有按键按下，进入按键识别和LCD显示中断，显示按键所选的参数，返回主程

序。如果上位机需要DSP传送数据，就通过串行接口向DSP发送通讯标志，根据通讯规则向上位机发送所需数据。

用户在上位机上输入正确的用户帐号、密码，系统进入总界面。系统进入总界面后，可以选择数据采集、实时监控、读取及设置下位机参数及数据分数及统计等功能，则会进入下一级子菜单，根据用户的要求，完成相应的电力参数采集、计算和谐波分析功能：用户也可以通过键盘切换对液晶显示器上的电力参数显示。

主程序流程示意图如图4—1所示。

开始

寄存器初始化；存储单元初始化；创
建16个存储通道采集的数据。

采集数据的个
数计数器置0

通道号初始化；文件号初始
化；存储单元指向第一通道。

打开该通道，取该端通道数据

指向A/D 转换器中断服务程序入口地址，屏蔽无关中断
A/D寄存器设置；设置中断，并

通道号＝16？

Y	N	数据采集
个数计数＋判断计	N	过程结束

算＝设定值？

关闭数据文件，
Y 进行数据处理

恢复屏蔽中断

图4-1系统软件主流程图

4．2软件系统组成部分

4．2．1下位机DSP系统模块
4．2．1．1数据采集模块
数据采集是实现测量功能的重要环节，在采集前需要进行抗混叠滤波。再由DSP设定采样时间间隔，发出A／D启动信号，A/D转换器MAXl25转换完成后发送结束标志，启动DSP外部中断读取MAXl25转换后的数据。本系统采用软件同步采样法。流程图见4—2：

开始

保护现场

转换结束后将结果
送存储单元

发送转换结束标志

恢复现场

图4—2采集模块子流程图

4．2．1．2显示键盘模块
显示键盘模块提供了实时显示和输入的功能，是入机交互的界面之一(还有上位机方式)。键盘子程序是一个中断程序，当要通过键盘键入信息时，以中断的方式实现告知DSP，并进行相关处理达到信息输入。信息的显示也是以一个串断方式实现的，把DSP处理的数据从存储器中调出，显示在液晶显示屏上，并不断刷新，以便用户观察所需信息。图4—3给出了键盘中断流程图。

4．2．1．3谐波测量模块
TMS320VC33同时支持汇编语言和c语言。汇编语言编写的程序的运行效率

开始

保护现场

开始

FIFO 中有	N	计算各次谐波实部
数据？

与虚部系数

读FIFO 命令到DSP
计算各次谐波幅值、

相位

计算键号进缓冲器

恢复现场

图4-3 键盘模块子流程图图 4-4 FFT 程序流程图

比较高，可以充分利用高度专业化的DSP指令集来加快运行速度。但是，使用汇编语言的用户一定要熟悉DSP芯片内部结构和指令系统，况且程序编写起来比较复杂。不过，随着高级语言(如C语言)的开发工具不断完善。比如TI公司c语言编译器、优化器的不断改进，以及一些第三部门的不断努力，C语言的编译效率已经得到了很大的提高。在此我们采用c语言编程进行对DSP系统的开发。图4—4是FFT谐波测量的子流程图。

在谐波测量软件中值得注意的是FFT算法的一个排序的问题就是“码位倒置”。由于算法中不断对序列按奇、偶序号分解成短序列引起了顺序上的混乱，为了使输出序列x(k)按自然顺序排列，必须将输入序列x(n)按照“码位倒置”顺序存入计算机存储单元或是在结果数组中进行整序。在本课题中采用后者，程序编制中，是用一个turn子函数来实现的。

子程序内容如下：
intturn(int j,int nu) /*make the turn when FFT finished*/
{ int b,I,j1,j2;
for(i=1;1<=nu;i++)
{
j2=j1/2;
b=b*2+(j1-2*j2);
j1=j2;
}
return(b);
}

FFT算法子程序要点：

#include<math.h> /*FFT*/…

n2=n; //分析点数
nul=nu; //幂次数
for(l=0;l<nu;l++)
{
Nul=nul-1;
n2=n2/2;
k=0;
while(k+n2<n)
{
for(i=0;i<n2;i++)
{
j=k>>nul;
p=turn(j,nu);
arg=2.0*PI*p/n; //弧度 c=cos(arg);
treal=xreal[kn2]*c+ximag[kn2]*sl; //进行复数乘法与复数加法
timag=ximag[kn2]*c-xreal[kn2]*sl;
xreal[kn2]=xreal[k]-treal;
ximag[kn2]=ximag[k]-timag;
xreal[k]=xreal[k]+timag;
k=k+1;
}
k=k+2 ;
}
}

for(k=0;k<n;k++) //整序{

i=turn(k,nu);
if(i>k)
{
treal=xreal[k];
timag=ximag[k];
xreal[k]=xreal[i];
ximag[k]=ximag[i]
xreal[i]=treal;
ximag[i]=timag;
}
}
for(i=0;i<n;i++)
{
Xreal[i]=xreal[i]*xreal[i]+ximag[i]*ximag[i];Xreal[i]=sqrt(xreal[i])*(2/n);

4．2．1．4通信模块

在通讯程序设计中，DSP和PC通讯采用中断和查询两种方式。在本设计中，当上位机需要发送或读取下位机数据时，下位机以中断方式来接收和发送；而当某个下位机根据工作状态需要上传数据或从上位机下传相关数据时，将通信请求标志置位，等待上位机响应其请求。上位机没有主动通信任务时，定时巡检各下位机，查看是否有通信请求。若有则响应其请求完成数据传输。

第五章误差分析、结论

5．1误差分析

装置的测量精度是衡量测量特性的主要指标，由于各方面因素的影响，在进行测量时，测量结果与被测值的真值之问总会存在差异，因此需要误差分析。分析误差出现的原因和地方，合理设计装置和测量方法，尽可能减少误差，使装置的测量精度符合测量要求。

本装置主要用来测量电力系统中的电流、电压、有功功率、无功功率、功率因数、视在功率以及谐波量，这些参数的技术指标必须符合国家规定的要求。误差主要来自前期信号处理单元电路误差、A／D转换单元的误差和算法的误差，改进的FFT算

1、电流、电压互感器误差：误差主要是由互感器铁芯中的励磁电流和漏磁压降等因
法的精度已在第二章讨论完全满足测量要求。下面讨论前两种误差。

是实现模拟量到数字量的转换，分辨率总是有限的，必然存在量化误差。

本系统采用14 位高速转换器MAXl25，其分辨率D=

％。因此误差也很小。

=1／16384，量化误差小于0．1

3、本装置的分析精度符合交流装置的有效值O．1％和功率O．2％的精度要求。

5．2 总结

随着社会和经济的发展，社会对电力的需求量与同俱增，电力参数的正确实时测

量具有重要的意义。根据当前电力参数检测现状，提出了研制电力参数测量装置这一

课题。本课题应用了当前日益广泛应用的数字信号处理器与高精度的傅立叶变换算法

，并且构建了系统的软硬件部分设计出了一种基于DSP的电力参数测量的装置。主要取得了如下成果：
l、讨论分析了电力参数测量的重要意义和国内外的研究现状，由于当前单片机处理电力参数测量的力不从心，提出了DSP应用于电力参数测量的重要性和紧迫性。

2、对电力参数测量中存在的问题和测量指标进行了研究，重点应用基于无功功率理论谐波测量方法和FFT算法进行谐波测量，详细研究了了基于无功功率理论中的ip-iq方法：对窗函数进行了分析，对FFT算法通过加余弦窗和插值方法进行改进，使参数的精度达到测量要求，并对这两种方法进行了谐波仿真，很好的说明了测量谐波的可行性
；并比较了这两种方法在测量中存在的问题，为后面的系统设计进行算法选择。

3、进行了电力参数测量装置的软硬件设计，本系统设计采用了TI公司的浮点处理器1MS320vC33DSP 作为数据处理核心，具有很高的实时运算能力，采用MAXl25作为数据转换单元，存储单元进行了扩展(包括SRAM的扩展和FLASH的扩展)，提高了系统的速度和测量精度，计提供了人机接口，最大限度地提高了系统的效率和性能。并通过串口接口设计了通讯单元，通过键盘／显示单元的设

安全。介绍和编码设计，对相应的单元也进行了编码设计，最后对装置进行了调试工作。

参考文献

[1]潘贞存，陈青．电能质量及其检测方法的研究．山东电力技术．1997(5)：55--56[2]许退．电能质量的全过程监测技术电测与仪表．1999(8)：10--14
[3]容健纲，张文亮．电力系统谐波．高电压技术．1994(4)；83--86
[4]曾乃鸿．电子式电能表的发展现状和展望．华东电力．200I(9)：“一26
[5]魏民．智能犁电力参数测试仪的研究与设计．武汉理工大学硕士论文．2003：4—5
[6]滕林，潘贞存．电能质量及其检测方法．电网技术．1998(4)：23--26
[7]赵建国，石岩．电能计量中的谐波分析．中国电力．1997(30)：21-23
[8]丁屹峰，浩忠．电能质量检测技术现状及发展．中国电力．2004(7)：12--13[9]高云鹏，滕召胜．电能质茸监测技术现状与发展方向．仪器仪表用户．2004(4)：31—32
[10]肖雁鸿，毛筱，周靖林等．电力系统谐波测量方法综述．电网技术．2002(6)：63--64
[11]王群，吴宁．一种基于人工神经网络的电力漪波测肇方法．电力系统自动化。

[12]孙可．电能质量分析方法与控制技术探讨．能源I：税．2004(4)．13一161998(11：35—36
1997(1)：5—7

[16]陈会炳．浅谈煤矿供电谐波危害防治方法．煤炭科学技术．1996(11：15--17[17]吕耀德，黄和成．浅谈电力系统中高次谐波的危害．Moveable
PowerStation&Vehicle．1994(2)：14一16
[18]郝晓弘．电力系统高次谐波的危害及抑止方法．甘肃工业人学学报．1998(3)：18—20
[19]HAkagi，etal．Instantaneousreactive pwercompensatorcomprising 1984(3)switching devices withoutegergy storage components．IEEETrans IA．

．．625-630
[20]杨君，于兆安．三相电流谐波电流两种检测方法的对比研究．电工技术学报．

1995(S)：43--48
[21]甘晓哗．从Fourier变换到小波变换．本溪冶金高等专科学校学报．2000(4)：23—26
[22]胡光书．数字信号处理一理论、算法与实现．清华大学出版社．1996

[23]薛蕙，杨仁刚．基于-FFT的高精度谐波检测算法。中国电机工程学报．2002(12)

；107

致谢

本文是在唐桃波老师的精心指导和大力支持下完成的。由于我知识的不全面以及经验的不足，在做毕业设计的过程中遇到了很多困难。但是每次唐桃波老师都给我耐心地指导我，给我解答不懂的疑问，并提供一些比较详细的资料，从中可以学到不少知识，使我的毕业设计达到了事半功倍的效果。唐老师广博的知识，敏捷的思维和对研究动态敏锐的观察力使我受益匪浅，他对工作的敬业和对学术的一丝不苟的精神，是我一生学习的榜样。他给与我很大的帮助，使我得到不少的提高，这对于我以后的工作和学习都有一种巨大的帮助，感谢他耐心的辅导。

另外我还要感谢在一起愉快度过大学生活的各位同学，正是由于你们的帮助和支持，我才能克服一个一个的困难和疑惑，直至本文的顺利完成。

同时，感谢我的父母、我的亲人，感谢他们为我所作的一切，是他们的无私奉献
和鼓励使我大学能够圆满毕业。

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